Русская Википедия:Параллельный усилитель
Параллельный усилительШаблон:Sfn (ПУ) тока, реже «бриллиантовый»[1] повторитель или буфер (калька с Шаблон:Lang-en) — четырёхтранзисторный комплементарный эмиттерный повторитель, в котором каждый из двух входных транзисторов управляет выходным транзистором противоположного типа проводимостиШаблон:Sfn. Эмиттерные переходы входного и управляемого им выходного транзистора включены навстречу друг другуШаблон:Sfn, поэтому сдвиг напряжения между входом и выходом не превышает нескольких десятков мВШаблон:SfnШаблон:Переход. ПУ не требует схемотехнических мер по тепловой стабилизации тока покоя: достаточно лишь обеспечить тепловую связь между транзисторамиШаблон:SfnШаблон:Переход. Недостаток базовой схемы ПУ — жёсткое ограничение выходного тока — может быть исправлен либо её усложнением, либо повышением токов покоя входных транзисторовШаблон:SfnШаблон:Переход.
Основная функция ПУ — согласование маломощных источников напряжения с низкоомными нагрузками, основная область применения — входные и выходные каскады операционных усилителей с токовой обратной связью. Параллельные повторители также применялись в широкополосных измерительных приборах и в выходных каскадах усилителей мощности звуковой частоты.
История, терминология, применение
Параллельный усилитель тока — естественное эволюционное развитие комплементарного эмиттерного повторителя с диодным смещением[2]Шаблон:Sfn. В 1971 году Harris Corporation применила четырёхтранзисторное ядро ПУ в выходном каскаде интегрального операционного усилителя HA-2600[3][4]. Схемы на комплементарных транзисторах оставались экзотикой до конца 1970-х, пока промышленность не научилась создавать высококачественные интегральные pnp-транзисторы, а стоимость комплементарных микросхем не снизилась до уровня обычных ОУ[1]. В 1979 году National Semiconductor выпустила первый серийный интегральный ПУ — буферный усилитель LH3002 c полосой пропускания 50 МГцШаблон:Sfn; к 1982 году подобные схемы широко применялись в устройствах малой мощностиШаблон:Sfn.
В конце 1980-х годов произошёл качественный скачок: промышленность освоила технологию кремний на изоляторе, и начала выпуск интегральных операционных усилителей с токовой обратной связью (ОУ ТОС)[5]. Первые дискретные ОУ ТОС, использовавшие ПУ, были выпущены компанией Comlinear в начале 1980-х годов, первые интегральные ОУ ТОС появились в 1987 году[5][1]. Типичный ОУ ТОС содержит два ПУ[6]. Входной повторитель преобразует дифференциальное входное напряжение в ток и управляет каскадом преобразования тока в напряжение[6]. Выходной повторитель согласует высокоомный выход преобразователя тока в напряжение с низкоомной внешней нагрузкой[6]. В то же время продолжалось и развитие специализированных микросхем буферных усилителей. В 1986 году появился HA-5033 (Harris)[7], в 1993 году BUF634 (Burr-Brown)[8] и так далее.
Около 1990 года компания Burr-Brown впервые назвала ПУ словосочетанием diamond buffer[9][10] («бриллиантовый»[1] или «ромбовидный» буфер, что отражает топологию четырёхтранзисторного ядра). Словосочетание diamond transistor («бриллиантовый транзистор»[1]), в свою очередь, обозначало на языке Burr-Brown ПУ, управляющий преобразователем напряжения в ток[11][1]. Рекламное клише закрепилось в языке конструкторов звуковой аппаратуры. В академической литературе ПУ также именуется «смешанной транслинейной ячейкой второго рода» (Шаблон:Lang-en; «ячейкой первого рода» эти авторы именовали комплементарный повторитель с диодным смещением)[12].
В советской радиолюбительской литературе с 1982 года применялось понятие «линейныйШаблон:Переход параллельный усилитель» или просто «параллельный усилитель»Шаблон:Sfn. Немецкий учебник Титце и Шенка (12-e издание) рассматривал ПУ лишь как альтернативный способ установки и стабилизации режима («формирователь напряжения смещения с транзисторами») обычного комплементарного повторителя[2].
В звукотехнике XX века ПУ ограниченно применялись в серийных предусилителях (например, Lehmann Cube), и практически не применялись в серийных УМЗЧ. Усилители мощности Accuphase, построенные по топологии ОУ ТОС, использовали ПУ во входных каскадах, но не в выходных[13]. В любительской практике СССР и его преемников, напротив, регулярно публиковались авторские конструкции УМЗЧ с выходными каскадами на параллельных усилителяхШаблон:SfnШаблон:SfnШаблон:Sfn[14]. В 1990-е годы идею «заново открыли» конструкторы экзотических УМЗЧ без общей обратной связи. Наиболее радикальные конструкции нового поколения использовали два ПУ (входной и выходной) и повышающий трансформатор в роли «усилителя напряжения». Появились составные выходные каскады, в которых ядро ПУ умощнялось обычным или составным комплементарным повторителемШаблон:Sfn. В УМЗЧ XXI века (например, Dartzeel) по-прежнему применяются и простейшие, четырёхтранзисторные выходные каскады[15].
Характеристики
Параллельный усилитель тока — полностью симметричная, комплементарная схема; для анализа её работы в линейном режиме достаточно рассмотреть её верхнюю (Т1, Т2) или нижнюю (Т3, Т4) половинуШаблон:Sfn. Например, верхняя половина образуется последовательным включением двух простейших эмиттерных повторителей на pnp-транзисторе T1 и npn-транзисторе T2Шаблон:Sfn. Коэффициент передачи напряжения такой «двойки» несколько меньше единицыШаблон:ПереходШаблон:Sfn, а коэффициент передачи тока равен произведению коэффициентов усиления тока (<math>\beta</math>) T1 и Т2Шаблон:Sfn. Верхняя и нижняя половины схемы подключены к нагрузке в параллель, что и определило её русское название — линейный параллельный усилительШаблон:Sfn[4].
Ток покоя. Тепловая стабилизация режима
Ток покоя повторителя на Т1 задан источником стабильного тока; в простейшем варианте (схема LH0002) его роль выполняет резистор R1. Часть тока, протекающего через R1, ответвляется в базу Т2, поэтому R1 одновременно ограничивает и предельный выходной ток (ток эмиттера T2).
Четыре транзистора образуют замкнутый транслинейный контур, охваченный сильной локальной обратной связью. Если T1 и Т2 имеют равные площади эмиттерных переходов, и температуры этих переходов равны, то в состоянии покоя (при отключённой нагрузке) эмиттерный ток Т2 точно повторяет эмиттерный ток Т1, а совокупный ток покоя всех четырёх транзисторов в три раза превышает эмиттерный ток Т1.
При необходимости, ток выходных транзисторов может быть пропорционально уменьшен или увеличен масштабированием (в интегральных схемах) или запараллеливанием (в устройствах на дискретных приборах) самих транзисторов. Кроме того, ток выходного каскада может быть пропорционально уменьшен включением балластных резисторов в эмиттерные цепи выходного каскада (R2, R4 в схеме LH0002), а для увеличения тока выходного каскада балластные резисторы включаются в эмиттерные цепи входного каскада.
Тепловая связь между транзисторами обеспечивается в интегральных схемах — размещением их в непосредственной близости друг от друга, а в устройствах на дискретных транзисторах — установкой их на общий теплоотводШаблон:Sfn. Наиболее важны тепловые связи внутри пар Т1+Т2 и Т3+Т4, однако в устройствах на мощных транзисторах более оправдана «диагональная связь» в парах Т1+Т4 и Т2+Т3Шаблон:Sfn. В каждой «диагональной» паре коллекторы обоих транзисторов подключены к одной и той же шине питания, и потому не нуждаются в электрической изоляции друг от другаШаблон:Sfn).
Сдвиг напряжения
В реальных устройствах напряжения база-эмиттер (<math>V_{be}</math>) npn- и pnp-транзисторов не совпадают, что порождает сдвиг выходного напряжения относительно входного. В наихудшем сценарии, при использовании дискретных транзисторов, сдвиг в состоянии покоя составляет несколько десятков мВШаблон:Sfn. Разброс величин сдвига устройств, построенных на одной и той же элементной базе, существенно меньше — что позволяет запараллеливать несколько ПУ, работающих на общую нагрузкуШаблон:Sfn.
В восьмитранзисторном ядре ПУ каждый из четырёх транзисторов базовой схемы дополнен транзистором противоположного типа проводимости в диодном включении — что полностью компенсирует сдвиг из-за систематической разницы <math>V_{be}</math>, но ухудшает шумовые и частотные характеристики[10]. На практике такое усложнение схемы не оправдано и применялось редко[10]. Конструкторам проще смириться со сдвигом базовой схемы и либо скомпенсировать его с помощью обратной связи, либо изолировать его от нагрузки разделительным конденсатором.
Коэффициент передачи
Точное значение коэффициента передачи напряжения <math>K_y</math> зависит от сопротивления нагрузки, сопротивлений в цепи между эмиттерами выходных транзисторов и нагрузкой, температуры и мгновенного значения выходного тока (два последних параметра определяют выходное сопротивление T2 и Т4)Шаблон:Sfn.
- При малых выходных токах, не превышающих ток покоя выходных транзисторов, коэффициент передачи практически постояненШаблон:Sfn. Нелинейные искажения минимальны, их основная причина — эффект Эрли в выходных транзисторахШаблон:Sfn.
- С ростом выходного тока <math>K_y</math> плавно возрастаетШаблон:Sfn. В выходном сигнале возникают заметные чётные гармоники, но уровень искажений относительно мал (например, для микросхемы LH0002 — не выше 0,1 % во всех штатных режимахШаблон:Sfn).
- Если выходной ток возрастает до значений, при которых начинается спад <math>\beta</math> выходных транзисторов, то <math>K_y</math> может плавно уменьшатьсяШаблон:Sfn.
Амплитудное ограничение
Токи баз выходных транзисторов ограничены источниками тока в эмиттерных цепях выходных транзисторов (<math>I_{E1}, I_{E3}</math>), поэтому выходной ток асимметрично ограничен предельными значениями
- <math>I_{E2} \le \beta_{T2} I_{E1}</math> (вытекающий ток),
- <math>I_{E4} \le \beta_{T4} I_{E3}</math> (втекающий ток).
При достижении верхнего порога база T2 перехватывает весь ток, генерируемый <math>I_{E1}</math>, а ток эмиттера Т1 прерывается; при достижении нижнего порога прерывается ток эмиттера Т3Шаблон:Sfn. В обоих случаях на выходе схемы наблюдается жёсткое ограничение выходного токаШаблон:Sfn. Максимальные выходные напряжения, при чисто омической нагрузке, определяются произведениями предельных токов на сопротивление нагрузки; при реактивных или нелинейных нагрузках максимальные выходные напряжения, в общем случае, не определеныШаблон:Sfn.
При равных прочих условиях, для достижения наибольших значений выходного тока следует применять выходные транзисторы с высокими значениям <math>\beta</math> и большими площадями эмиттерных переходов — настолько большими, чтобы работа на максимальных выходных токах не сопровождалась существенным снижением <math>\beta</math>Шаблон:Sfn. В усилителях мощности предпочтительны транзисторы «линейных» серий с относительно небольшим снижением <math>\beta</math> в пределах всего допустимого диапазона токовШаблон:SfnШаблон:Sfn. Например, у комплементарных транзисторов серий 2SA1302/2SC3281 <math>\beta</math> на максимальном токе падает не более чем на 10 %, тогда как у «обычных» MJ15024/MJ15025 — на 70 %Шаблон:Sfn.
Порог ограничения тока сильно зависит от конфигурации источников токов <math>I_{E1}, I_{E3}</math>. Простейшие «источники» на резисторах наименее выгодны, так как с повышением входных и выходных напряжений доступные величины <math>I_{E1}, I_{E3}</math> снижаютсяШаблон:Sfn. В усилителях переменного напряжения этот недостаток можно устранить введением вольтодобавки (следящей обратной связи)Шаблон:Sfn. Подключение вольтодобавки в эмиттерные цепи T1 и T3 устраняет зависимость <math>I_{E1}, I_{E3}</math> от входного переменного (но не постоянного) напряжения; в пределах области линейной работы коэффициент нелинейных искажений уменьшается на порядокШаблон:Sfn. Подключение вольтодобавки к коллекторам Т1 и Т3 устраняет эффект Эрли, дополнительно снижает нелинейные искажения и позволяет использовать низковольтные транзисторы в схемах с относительно большими напряжения питания и сигналовШаблон:Sfn.
Нелинейные искажения
Вне областей ограничения тока параллельный усилитель «линеен» в том смысле, что в нормальных условиях все транзисторы работают в активном режиме, не заходя в область отсечки коллекторного токаШаблон:Sfn. Коэффициент нелинейных искажений относительно низок и определяется сочетанием входного напряжения, выходного тока и качества источников тока в эмиттерных цепях входных транзисторовШаблон:Sfn. Однако это действительно только в отсутствие активных сопротивлений между эмиттерами выходных транзисторов и нагрузкой (R2, R4 в схеме LH0002)Шаблон:Sfn. При больших токах нагрузки падения напряжения на этих сопротивлениях попеременно разрывают транслинейный контур и запирают один из двух выходных транзисторовШаблон:Sfn. Схема переходит из режима А в режим АB, возникают характерные коммутационные искаженияШаблон:Sfn.
В практических устройствах, работающих в классе AB, коэффициент нелинейных искажений составляет по заявлениям разработчиков:
- Для ИС LH0002 — не более 0,1 % при выходном напряжении 5 В эфф., нагрузке 50 Ом и напряжении питаниях ±12 ВШаблон:Sfn;
- Для УМЗЧ без общей обратной связи — не более 0,25 % на 10 кГц[14]
- Для УМЗЧ, охваченных общей обратной связью — не более 0,003 % на всех частотах звукового диапазонаШаблон:Sfn.
По утверждению Burr-Brown, наименьшие нелинейные искажения на низких частотах достигаются в умощнённых операционных усилителях, образованных последовательным включением высококачественного ОУ и серийного буферного ПУ, охваченных общей петлёй обратной связи[8]. На частотах свыше 100 кГц выходное сопротивление ПУ неизбежно возрастает, что приводит к росту искажений[8]. Это явление может быть частично подавлено параллельным включением нескольких ПУ при условии достаточного запаса усиления ОУ[8].
Скорость нарастания выходного напряжения
Предельные скорости нарастания и убывания напряжения на выходе ПУ определяются процессами перезарядки паразитных ёмкостей, подключённых к эмиттерам Т1 и Т3
- <math>d{V_\uparrow}/dt = I_{E1} / C_{B2} </math>,
- <math>d{V_\downarrow}/dt = I_{E3} / C_{B4} </math>[16].
Например, если ток <math>I_{E1}</math> ограничен величиной 1 мА, а подключенная к эмиттеру Т1 ёмкость составляет 10 пФ, то скорость нарастания выходного напряжения не может превышать 100 В/мкс[16].
Процессы нарастания и убывания выходного напряжения асимметричны. На практике динамические характеристики схемы оцениваются по наименьшей из двух скоростей[16]. Так, полоса пропускания синусоидального сигнала заданной амплитуды <math>V_P</math> ограничена величиной
- <math>F_{max}=\frac { min (dV_\uparrow/dt, dV_\downarrow/dt) } { 2 \pi V_P }</math>[16].
Если скорость изменения входного напряжения превышает предельную скорость ядра, то его выходные транзисторы начинают проводить сквозной ток, что может привести к катастрофическому тепловому разгону[7]. Граничная частота, выше которой возможен разгон, определяется той же формулой, что и полоса пропускания сигнала заданной амплитуды[7].
Способы увеличения выходного тока
Оптимальный, с точки зрения амплитудных ограничений, параллельный усилитель использует вольтодобавку либо активные источники эмиттерного тока входных транзисторов, и выходные транзисторы с большими значениями коэффициентов усиления тока и относительно большими площадями эмиттерных переходовШаблон:Sfn. Дальнейшее повышение выходного ток требует пропорционального повышения токов покоя входных транзисторов, с пропорциональным увеличением рассеиваемой мощности и повышенными требованиями к отведению тепла. Например, каждый канал серийного УМЗЧ Dartzeel 108 с заявленной выходной мощностью 160 Вт на нагрузку 4 Ом потребляет в покое 40 Вт, и весит 15 кг[15]. Существуют и схемотехнические усовершенствования базовой схемы, позволяющие увеличивать выходные токи и мощности при относительно низких токах покоя.
Обратный диод и ёмкостная подпорка
В простейшей усовершенствованной схеме базы выходных транзисторов соединяются обратным диодом (в микросхеме HA-2600 применялось аналогичное решение с двумя обратными диодами, соединявшими базы выходных транзисторов со входом ПУ[4]. При высоких значениях втекающего или вытекающего тока обратный диод открывается, а схема в целом работает как составной эмиттерный повторитель. Переключение режима (возникновение и прерывание прямого тока через обратный диод) сопровождается сильными коммутационными искажениямиШаблон:Sfn.
Искажений этого рода можно избежать, заменив обратный диод конденсатором большой ёмкости[17]. Так как конденсатор объединяет (закорачивает) эмиттеры входных транзисторов, то порог ограничения выходного тока схемы с «подпоркой» лишь вдвое больше, чем у базовой схемы[17].
Гибридный повторитель
Гибридная шеститранзисторная схема — объединение параллельного усилителя и составного эмиттерного повторителя[16]. При малых выходных токах схема работает как ПУ; входные транзисторы составного повторителя (Т5, Т6) закрыты[16]. При больших токах, с ростом разницы между входным и выходным напряжениями, открывается либо Т5 (вытекающий выходной ток) либо Т6 (втекающий ток)[16]. Схема использовалась, например, в быстродействующем буферном усилителе OPA633.
Так же как и в схеме с обратным диодом, переключение режимов сопровождается ростом коммутационных искажений. Кроме того, при открывании Т5 или Т6 резко, нелинейно возрастают скорости изменения выходного напряжения[16]. Поэтому гибридный повторитель с током покоя всего 1 мА способен развивать скорость свыше 1000 В/мкс — но только на большом сигнале[16]. На малых входных напряжениях скорость изменения выходного напряжения возвращается к естественным для ядра ПУ значениямШаблон:Переход[16].
В микросхеме HA-5033 ускоряющие транзисторы T5, Т6 включены по схеме с общим эмиттером и управляются парой дополнительных транзисторов, отслеживающих разницу напряжений вход-выход[7]. В альтернативной схеме ускоряющие транзисторы включаются в цепь между базами входных и выходных транзисторов. Пары Т5+Т2 и Т6+Т4 образуют подобие пар Дарлингтона, но в отличие от настоящих «дарлингтонов» Т5 и Т6 работают только при больших токах нагрузки. В литературе описаны и ПУ на полноценных парах Дарлингтона, работающие в классе ВШаблон:Sfn.
Умощнённые выходные каскады
Альтернативный подход — подключение дополнительных силовых транзисторов в выходные цепи повторителя. В шеститранзисторном ПУ с двуступенчатым выходным каскадом (Шаблон:Lang-en) дополнительные транзисторы Т5, Т6 работают как традиционный комплементарный эмиттерных повторительШаблон:Sfn. Ток покоя задаётся диодным или транзисторным источником напряжения смещения (<math>\Delta V</math>)Шаблон:Sfn. Балластные резисторы в эмиттерных цепях выходных транзисторов практически не влияют на тепловую стабильность, но сильно влияют на уровень и спектр нелинейных искажений. Наилучшим, с точки зрения искажений, является режим, при котором в покое на каждом резисторе падает напряжение, равное тепловому потенциалу (26 мВ при 300 K)Шаблон:Sfn.
Шеститранзисторный повторитель на парах Шиклаи схемотехнически проще: он не нуждается в источнике напряжения смещения. Для тепловой стабилизации достаточно обеспечить тепловую связь между четырьмя транзисторами базового ядра (Т1-Т4)Шаблон:Sfn. Силовые транзисторы Т5, Т6 должны находиться вне контура теплового регулирования Т1-Т4; температура Т5, Т6 практически не влияет на режим работыШаблон:Sfn. В отличие от предыдущей схемы, оптимальное с точки зрения нелинейных искажений падение напряжения на эмиттерных резисторах RE1, RE2 измеряется единицами мВШаблон:Sfn.
Примечания
Литература
- Шаблон:Публикация
- Шаблон:Публикация
- Шаблон:Публикация
- Шаблон:Публикация
- Шаблон:Публикация
- Шаблон:Публикация
- Шаблон:Книга
- ↑ 1,0 1,1 1,2 1,3 1,4 1,5 Шаблон:Публикация
- ↑ 2,0 2,1 Шаблон:Публикация
- ↑ Шаблон:Публикация
- ↑ 4,0 4,1 4,2 Шаблон:Публикация
- ↑ 5,0 5,1 Шаблон:Cite web
- ↑ 6,0 6,1 6,2 Шаблон:Публикация
- ↑ 7,0 7,1 7,2 7,3 Шаблон:Публикация
- ↑ 8,0 8,1 8,2 8,3 Шаблон:Публикация
- ↑ Шаблон:Публикация
- ↑ 10,0 10,1 10,2 Шаблон:Публикация
- ↑ Шаблон:Публикация
- ↑ Шаблон:Публикация
- ↑ Шаблон:Cite web
- ↑ 14,0 14,1 Шаблон:Публикация
- ↑ 15,0 15,1 Шаблон:Книга
- ↑ 16,00 16,01 16,02 16,03 16,04 16,05 16,06 16,07 16,08 16,09 16,10 Шаблон:Публикация
- ↑ 17,0 17,1 Шаблон:Cite web
